0 引言

隨著社會的發(fā)展， 能源、環(huán)保與發(fā)展的矛盾日益突出， 鋰電池的發(fā)展能有效的改善這一問題。鋰電池由于工作電壓高、體積小、質量輕、無記憶效應、無污染、自放電小、循環(huán)壽命長等特點， 廣泛應用于電動車汽車能源系統(tǒng)、航空航天電源系統(tǒng)、太陽能光伏電源系統(tǒng)， 移動通信系統(tǒng)以及移動終端設備中。雙向DC/ DC 變換器是對鋰電池充放電進行管理的重要部分， 其工作性能直接影響到鋰電池的使用效率和壽命。

目前， 雙向DC/ DC 變換器的拓撲結構主要有2 種型式： 非隔離型變換器和隔離型變換器。非隔離Buckboo st變換器效率高、結構簡單， 但沒有隔離能力，不能應用于輸入輸出電壓壓差較大的場合。隔離式變換器有雙向推挽結構、雙向半橋結構和雙向全橋結構。

其中， 推挽結構效率較半橋雙向DC/ DC 結構高， 高壓側輸入電壓大的時， 開關管承受電壓應力大， 且變壓器繞線復雜; 半橋結構變壓器沒有中心抽頭， 設計簡單， 低壓側電壓較低時， 由于電容分壓， 造成在升壓變換過程中升壓能力不足; 全橋結構效率最高， 可以實現(xiàn)軟開關控制， 但控制電路復雜， 成本較高。本文提出一種基于采用數(shù)字控制的雙向DC/ DC 變換器， 采用兩級變換結構， 一級采用固定脈沖驅動; 另一級采用雙閉環(huán)控制， 可以有效的在3 V 鋰電池電壓與400 V 電源電壓之間進行變換。

1 雙向DC/ DC主電路結構和工作原理

本文采用兩級雙向DC/ DC 變換器結構， 如圖1 所示。第一級采用隔離式半橋變換結構， 利用變壓器對高壓側與低壓側進行隔離， 開關管V1 , V1 , V3 , V4 采用固定脈沖控制， 實現(xiàn)從400 V 母線電壓和20 V 中間電壓進行變換， 第二級采用非隔離式Buckboost 變換器構成， 開關管V5 , V6 采用閉環(huán)閉環(huán)控制， 實現(xiàn)20 V 中間電壓和3 V 鋰電池電壓之間進行二次變換。

1. 1 降壓工作模式

母線側輸入電壓400 V, 經C1 和C2 分壓， 上下橋臂輸入電壓為200 V。控制器將固定脈沖送至T G1 和TG2 , 使開關管V1 , V2 工作在開關狀態(tài)。由V3 , V4 體內二極管與D3、D4 構成全波整流電路， 經C0 濾波， 使電壓從400 V 降至20 V; 閉環(huán)控制器輸出PWM 信號，送至開關管V5 , 使V5 , D6 , L 1 , C11 構成Buck 降壓變換器， 將電壓從20 V 降至3 V。調節(jié)輸入開關管V5 的驅動波形占空比， 可以調節(jié)輸出電壓。降壓變換時輸入電壓與輸出電壓關系式：

式中： N 1 變壓器高壓側匝數(shù); N2 變壓器低壓側匝數(shù)，V400高壓側輸入電壓; D1 開關管V5 的輸入脈沖占空比。

圖1 兩級雙向DC/ DC 主電路圖

1. 2 升壓工作模式

電池側輸入3 V 電壓， 經C11 濾波后， 送至由V6 ,D5 , L 1 , C0 構成boost 升壓變換器， 由boo st 變換器將電壓從3 V 升至20 V, 調節(jié)送到V6 的脈沖占空比， 可以實現(xiàn)調節(jié)輸出電壓; 由第一級變換器升壓至20 V 的電壓經C3 , C4 分壓， 送至半橋變換器， 給固定脈沖至TG3和TG4 , 使開關管V3 , V4 工作在開關狀態(tài)， 經變壓器升壓至200 V, 由V1、V2 的體內二極管與D1、D2 以及C1 ,C2 構成全波倍壓整流電路， 將輸出電壓穩(wěn)定在400 V。

升壓變換時輸入電壓與輸出電壓關系式：

式中： N 1 變壓器高壓側匝數(shù); N2 變壓器低壓側匝數(shù);Vbat ter y 電池電壓; D2 開關管V6 的輸入脈沖占空比。

2 數(shù)字控制系統(tǒng)設計

隨著電池性能的提高， 對化成電源提出了更高的要求。要求化成電源不僅具有高精度， 高可靠性， 還要具有體積小、安全性高、組網能力強， 以及充放電響應速度快， 過程無沖擊， 以延長電池的使用壽命， 傳統(tǒng)的模擬化成電源已經無法滿足這些新要求。并且， 由于鋰電池生產工藝限制， 通常將小容量鋰電池并聯(lián)使用， 這就要求在大型化成設備中多個雙向DC/ DC 變換器并聯(lián)使用，實現(xiàn)量鋰電池的化成。為了完成對多點鋰電池的管理與監(jiān)控， 本設計的雙向DC/ DC 變換器以dsPIC30F2010 為核心控制器件。dsPIC30F2010 是一款只有28 個引腳的高性能16 位微處理器。它采用哈佛架構， 有1 個16 位CPU 和1 個DSP 內核。

dsPIC30F2010 的外設資源有6 個PWM 輸出通道;3 個16 位定時器/ 計數(shù)器， 可選擇將16 位定時器配對組成32 位定時器模塊; 4 路16 位捕捉輸入功能， 2 路16 位比較/ PWM 輸出; 1 個帶FIFO 緩沖區(qū)的可尋址UART 模塊; 6 路10 位模數(shù)轉換器( A/ D) , 500 KS/ s( 對于10 位A/ D) 轉換速率。該芯片在本設計完成對各個開關管的控制、鋰電池電流、電壓， 溫度測量、設備工況顯示， 上位機通信等功能， 結構如圖2 所示。

圖2 硬件結構圖

為了保證兩級變換器輸出電壓和電流的穩(wěn)定， 本設計采用平均電流控制。平均電流控制的原理如圖3 所示。該控制方式采用電壓外環(huán)控制和電流內環(huán)控制，Ur 為給定基準信號， Uback 是非隔離Buckboost 變換器的輸出電壓， Ur 與Uback經誤差器后輸出至比例積分器得到電流環(huán)的基準信號I r ; 通過電流取樣電阻得到非隔離Buckbo ost 變換器的電感電流I back , 經比例器得到I of 。通過運算器和比例積分器后得到誤差電壓Ue , 誤差電壓Ue 與三角波T r1 比較得到PWM 波， 控制開關管V5 , V6 的導通或截止。

圖3 平均電流控制圖

在軟件設計時， 設置PWMCON1 寄存器的PMOD位置1, 使dsPIC30F2010 的PWM 為獨立工作模式; 設置PT MR 寄存器得到基準時基， 配置周期寄存器PTPER 的值， 得到需要頻率的三角波， 將AD 采樣結果送至PDC, 進行占空比設置。

3 仿真實驗及結果分析

利用Mat lab 中SIMULINK 模塊進行本設計仿真驗證， 其中， 第一級半橋結構采用開環(huán)控制方式， 在第2 級非隔離Buckboost 中采用外電壓環(huán)和內電流環(huán)控制。如圖4 所示。[!--empirenews.page--]

圖4 整體仿真電路圖

在半橋變換器結構中， 為了防止上下橋臂同時導通， 需要設置一定的死區(qū)時間， 讓上下橋臂交替導通， 開關頻率f = 50 kHz, 上下橋臂的占空比各為0. 3, 輸入電壓為400 V, 在紋波電流為10% , 紋波電壓為1% 的條件下， 計算輸出濾波電感為L 1= 25 H, 輸出濾波電容為C11= 612. 5 F, 負載電阻R5 = 0. 15 , 變壓器變比為N s / N p= 20。

圖5 給出了降壓時變壓器原邊副邊電壓波形和電池充電電壓與電流波形， 如圖5( a) 所示， 在輸入電壓為400 V 的情況下， 由于原邊電容分壓使原邊繞組上電壓幅值為200 V, 副邊繞組電壓為10 V, 圖5( b) 為輸出電壓和電流波形， 在開始啟動后經過一個上升期， 充電電壓穩(wěn)定在3 V, 充電電流穩(wěn)定與20 A。

圖5 降壓仿真結果波形圖

圖6 給出了升壓時電池側放電電流與電壓波形， 母線側電流與電壓波形， 如圖6( a) 電池放電電壓電流波形圖， 電池放電電壓為3 V, 輸出電流經過一個周期后穩(wěn)定在20 A; 圖6( b) 為放電時母線側電壓和電流波形，輸出電壓經過一個周期后400 V, 電流恒定在0. 05 A。

圖6 升壓仿真結果波形圖

4 結語

本文提出兩級雙向DC/ DC 拓撲結構， 此拓撲的電路結構簡單， 由雙向半橋變換器和雙向Buckboost 變換器進行組合， 改善了單級半橋式雙向變換器在電壓輸入較低時變換性能差的缺點， 通過對該變換器在低壓側為3 V 時進行升壓仿真和高壓側在400 V 時進行降壓仿真， 分析結果表明， 該雙向DC/ DC 拓撲結構能實現(xiàn)大輸入與輸出電壓壓差的變換。