本設計實例提供了一種可作為微控制器替代品的簡單、廉價及便攜式設備電路，來為音頻電路設計與調試提供各種低失真正弦波信號源。盡管從直接數(shù)字合成器 (DDS) 產(chǎn)生的正弦波具有更高的穩(wěn)定性及更少的諧波成分和其他寄生頻率成分，但這是一種能讓設計人員采用凌特科技公司LTSpice 免費件并磨礪其電路仿真技能的更具“顛覆性”的方法。振蕩器包括一個頻率測定網(wǎng)絡以及一種用于防止電路飽和、波形削波及諧波產(chǎn)生的振蕩幅度限制方法。許多音頻振蕩器設計均采用經(jīng)典維氏電橋帶通濾波器拓撲，并將白熾燈、熱敏電阻器或JFET 電路作為幅度敏感電阻器來自動改變反饋及限幅。

　　但幅度敏感電阻器會引入可導致振蕩器穩(wěn)定時產(chǎn)生幅度振鈴的較小延遲。此外，該限幅器的“軟”特性還要求使用可緊密跟蹤以及將電平幅度響應保持在振蕩范圍以內的頻率測定元件。二極管限幅器具有比放大器進入“硬”限幅狀態(tài)更軟的特性，并且它還會引入無包絡延遲。維式電橋濾波器的頻率響應比較緩慢，因此不足以抑制由限幅（或削波）引起的諧波頻率。結果，大多數(shù)高質量振蕩器的設計者均避免使用硬削波限幅器。

　　圖1顯示一種非常規(guī)使用邏輯電路的正弦波振蕩器設計。由于其采用可在單一電路內提供經(jīng)過緩沖的高通、帶通及低通濾波節(jié)點的狀態(tài)可變拓撲結構，故該振蕩器依靠可顯著提高基頻響應速度的欠阻尼、雙極低通濾波器的峰值特性。此外，濾波器的低通節(jié)點可提供12dB/倍頻程的諧波衰減。狀態(tài)可變環(huán)路由2個積分器及一個可提供180°相移的加法放大器組成。其中2個積分器的每一個都能增加幾乎 -90° 的附加相移，因此整個環(huán)路對振蕩呈現(xiàn)出略小于360 °或0°的相移與單位增益。

　　環(huán)路增益模塊由強調電路簡化、寬帶寬與自參考邏輯閥值的無緩沖74HCU04 CMOS 反相器組成。每個獨立的反相器可提供每級大約為 15dB 的較低電壓增益。當以A類線性模式工作時，反相器產(chǎn)生無交叉失真，從而產(chǎn)生可迅速隨諧波階增加而減小的諧波波幅。此外，74HCU04包裝含有6個反相器，這就有可能形成一個單器件振蕩器電路。

　　為了解電路是如何工作的，我們將 IC_1C 輸入的求和節(jié)點用作相位參考。加法放大器 IC1C可提供第一個 180°相移（反相）。反相器/積分器 IC_1A與 IC_1B每一個都具有增益等于大約15的品質因素 Q，并為每個 180-86=94°的整體提供 -86°的相移。三級放大的總相位余量為 180+94+94=8°。現(xiàn)在電路的相移總計偏離振蕩所需的“理想” 0° 相位 8°。大約為 7.5的總電路 Q 可提供大約 17 dB的升壓基頻濾波作用。但在8°相移時，電路不振蕩。

　　為獲得振蕩所需的精確360°相移，我們使用取自濾波器帶通抽頭并工作于180+180-86 = -86°相角上的少量信號。加上7.5的電路Q，將帶通濾波器上的帶通中間輸出信號衰減4倍，電路便以足夠的增益及相位余量而產(chǎn)生振蕩。由于其對稱內部配置，CMOS反相器電路試圖保持其電源電壓一半的邏輯閥值。但N溝道MOS晶體管比P溝道MOS晶體管具有更強的導電能力，故邏輯閥值略微偏向負電源。如果您照現(xiàn)在這樣用它來限制振蕩幅度，則不平衡可能會導致非對稱，可將一對背靠背 1N4148 二極管D₁和D₂用作對稱限幅器，以避免柵極將帶通濾波器的輸出削波。

　　軟削波通過在削波器的輸出上產(chǎn)生 -17 dB 的三次諧波電平，可放寬對濾波器的性能要求。濾波器響應在振蕩頻率的 17 dB處達到峰值，且低通節(jié)點可為-54 dB 的理論三次諧波的總體抑制提供20 dB的三次諧波衰減。實際上，CMOS 器件的增益與閥值特性與理想指標并不一致，因此，電路在低通節(jié)點處產(chǎn)生大約有1% 失真的正弦波，這對于預期應用來說為一個可接受水平。用運放來代替 CMOS 反相器可進一步提高性能。

　　濾波器的高通節(jié)點為第一積分器提供輸入信號，且2個級聯(lián)積分器對所有頻率成分而言其相移均接近180°并將諧波頻率衰減1/N2倍。其中N代表諧波次數(shù)。從低通濾波器信號減去一些由二極管限幅器產(chǎn)生的諧波所組成的高通信號，可進一步減少輸出的諧波成分。電阻器R8與R9構成一個10比1消除電路，可為信號輸出端的 0.5% 失真數(shù)字提供額外的6dB 諧波縮減。圖2顯示500Hz輸出基頻的諧波水平。

　　振蕩發(fā)生在積分器容性電抗等于積分器阻抗的單位增益處，其頻率等于1/(2×π×R×C)，其中R=(R_V1+R₂)=(R_V2+R₃) ，且C=C₁=C₂。對于 C=10 nF及8～80 kΩ的R值，電路產(chǎn)生200Hz至2 kHz 的頻率。您可以用一個100kΩ的雙聯(lián)立體聲音頻電位器來進行頻率控制。該控制的聯(lián)動部分可確保積分器的阻抗足以相互跟蹤。為覆蓋2Hz至200 kHz的音頻頻率范圍，需增加一個雙聯(lián)波段開關（圖中未繪出）來選擇其值分別為1mF、100 nF、10nF、1nF及100pF的電容器對。您可以使用溫度穩(wěn)定的匹配陶瓷電容器對，但薄膜介質電容器可提高頻率穩(wěn)定度。補償電容器C3可改善更高頻率的輸出平坦度。在一個典型頻段內，輸出幅度的平坦度保持在1dB以內。

　　通過分開由AA大小的鎳鎘或鎳氫電池等4節(jié)活動電池組所形成的5V電源，可將IC₁三個剩余反相器中的IC_1F用作虛擬－接地發(fā)生器。它們平均從電池中拽取50-60mA的電流。開關S₁連接剩余反相器 IC_1D和IC_1E，以構成一個用于正弦輸出的單位增益緩沖放大器，或作為一個施密特觸發(fā)器來產(chǎn)生方波輸出。電阻器R11用于設定施密特觸發(fā)器的滯后電平。為便于構造，可使用一個穿孔原型板及 74HCU04的DIP方案。
　　當您構建電路時，請注意 74HCU04 可在高頻下提供可觀的增益，且過長的引線會引起寄生振蕩，通過降低甚高頻（VHF）范圍內該頻率上的增益，電阻器R1

可幫助抑制這種振蕩。若您減小電路值，則該振蕩器很容易在高頻范圍內工作，而且盡管它不如 LC 振蕩器穩(wěn)定，但該電路容易在較寬的頻率范圍內進行調整。